1 引言
在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低,而电流很大。电源的功率要求也比较高,一般都是几千瓦到几十千瓦。目前,如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。
本文介绍的电镀用开关电源,输出电压从0～12V、电流从0～5000A连续可调,满载输出功率为60kW。由于采用了ZVT软开关等技术,同时采用了较好的散热结构,该电源的各项指标都满足了用户的要求,现已小批量投入生产。
2 主电路的拓扑结构
鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主电路如图1所示,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。
隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。考虑到效率的问题,谐振电感Ls只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大,将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面,还会造成严重的占空比丢失,引起开关器件的电流峰值增高,使得系统的性能降低。
图1 主电路原理图
3 零电压软开关
高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗,另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。
图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图
4 容性功率母排
在最初的实验样机中,滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGB上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡,图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后,功率母排的温升为38℃,电容C5的温升为24℃。
图3 使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形
为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃,电容C5的温升为10℃。
图4 使用容性功率母排后变压器初级电压、电流波形
5 采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流
为了进一步减少损耗，输出整流二极管采用多只大电流400A、耐高电压80V的肖特基二极管并联使用。而且,每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样,每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时,次级整流二极管配上了RC吸收网络,以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗,有利于效率的提高。
对于大电流输出来说,一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件,并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种,图5所示,图a为直接并联方式；图b为串入电阻并联方式；图c为串入动态均流互感器并联方式。（均以四只二极管的并联为例）。
图a 为直接并联方式;图 b为串入电阻并联方式;图c 为串入动态均流互感器并联方式
对于直接并联方式,二极管的均流效果很差,输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右,不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下,为了达到均流的目的,可以采用串入电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响,对于串入电阻的并联方式,二极管的均流效果随输出电流的大小而改变,均流效果较差。为达到较好均流效果,串入的电阻不宜太小,这又带来较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式,可以达到较好的均流效果,但大电流互感器的制作工艺复杂,成本高,同时由于动态均流互感器的漏感及引线电感的存在,使得二极管在关断时的反向尖峰电压增高,电磁干扰及损耗随之增加。
为了克服以上并联方式的不足之处,使输出整流二极管实现既能自动均流,降低损耗,又可以降低制作工艺的复杂性,我们设计了一种新颖的高频功率变压器,如图1所示。这种变压器是由8个相同的小变压器构成,变比均为4∶1,它们的初级串联,而次级则采用并联结构。该变压器采用初级自冷和次级水冷相结合的冷却方式,这样考虑主要在于它们的热损耗不同,而且可以大大简化变压器的制作工序。
下面以两个变压器组为例(图6所示),说明二极管之间的均流。
图6 多个变压器的连接示意图
uin为正时，u1与u3为正，二极管D1与D3导通，D2与D4截止，此时可以得出:
当二极管的管压降uD1与uD3不等时,由公式(3)、(4)、(5)、(6)可以得出,两个变压器原边的电压uA与uB也不等,二极管管压降高的变压器原边的电压就高,反之亦然。由公式(1)、(2)得: U1=U3即流过二极管D1与D3的电流始终相等,实现自动均流。可见,变压器的这种连接方式,是靠调整单个变压器原边的电压来实现输出整流二极管的自动均流。
多个变压器的这种连接方式,不仅可以使得输出整流二极管实现自动均流,还可以使得变压器的设计模块化,简化变压器的制作工艺,降低了损耗。与一只单个变压器相比,多个变压器的这种连接方式,减小了变压器的变比,增强了变压器原副边的磁耦合性,减小了漏感(实际测量8个变压器原边串联后的漏感为6uH)，减小了占空比的丢失。图7为满载时变压器初级电压波形VP和次级电压波形VS,从图中可以看到占空比丢失不多(大约为5%),使得系统的性能显著提高。
图7 变压器初级和次级电压波形图
6 控制电路的设计
由于在本电源中使用的开关元件的过载承受能力有限,必须对输出电流进行限制,因此,控制电路采用电压电流双环结构（内环为电流环,外环为电压环）,调节器均为PID。图8为控制电路的原理框图。加入电流内环后,不仅可以对输出电流加以限制,并且可以提高输出的动态响应,有利于减小输出电压的纹波。
图 8 为控制电路的原理框图
在实际的控制电路中采用了稳压、稳流自动转换方式。图9为稳压稳流自动转换电路。其工作原理是:稳流工作时,电压环饱和,电压环输出大于电流给定,从而电压环不起作用,只有电流环工作;在稳压工作时,电压环退饱和,电流给定大于电压环的输出,电流给定运算放大器饱和,电流给定不起作用,电压环及电流环同时工作,此时的控制器为双环结构。这种控制方式使得输出电压、输出电流均限制在给定范围内,具体的工作方式由给定电压、给定电流及负载三者决定。
图9 为稳压稳流自动转换电路
由于本电源的容量为60kW,为了提高效率、减小体积、提高可靠性,因此,采用软开关技术。高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,它利用变压器的漏感及管子的寄生电容谐振来实现ZVS。控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。通过移相控制,超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上的负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现
了零电压开通。
7 总结
该电源装置中,使用移相全桥软开关技术,使得功率器件实现零电压软开关,减小了开关损耗及开关噪声,提高了效率;设计并使用了一种新颖的高频功率变压器,通过调整单个变压器的原边电压使输出整流二极管实现自动均流;设计并使用了容性功率母排,减小了系统中的振荡,减小了功率母排的发热。控制电路中采用了稳压稳流自动转换方案,实现了输出稳压稳流的自动切换,提高了电源的可靠性及输出的动态响应,减小了输出电压的纹波。实验取得了令人满意的结果,其中功率因数可达0.92,满载效率为 87%,输出电压纹波小于25mV。不仅如此,各项指标都达到甚至超过了用户要求,而且通过了有关部门的技术鉴定,现已批量投入生产。