UPS即不间断电源，是一种含有储能装置，以逆变器为主要组成部分的恒压恒频的不间断电源。主要用于给单台计算机、计算机网络系统或其它电力电子设备提供不间断的电力供应。当市电输入正常时，UPS将市电稳压后供应给负载使用，此时的UPS就是一台交流市电稳压器，同时它还向机内电池充电；当市电中断（事故停电）时，UPS立即将机内电池的电能，通过逆变转换的方法向负载继续供应220V交流电，使负载维持正常工作并保护负载软、硬件不受损坏。
1逆变电路及其控制
PWM技术原理由于全控型电力半导体器件的出现，不仅使得逆变电路的结构大为简化，而且在控制策略上与晶闸管类的半控型器件相比，也有着根本的不同，由原来的相位控制技术改变为脉冲宽度控制技术，简称PwM技术。PwM技术可以极其有效地进行谐波抑制，在频率、效率各方面有着明显的优点使逆变电路的技术性能与可靠性得到了明显的提高。采用PwM方式构成的逆变器，其输人为固定不变的直流电压，可以通过PwM技术在同一逆变器中既实现调压又实现调频。由于这种逆变器只有一个可控的功率级，简化了主回路和控制回路的结构，因而体积小、质量轻、可靠性高。又因为集凋压、调频于一身，所以调节速度快、系统的动态响应好。此外，采用PwM技术不仅能提供较好的逆变器输出电压和电流波形，而且提高了逆变器对交流电网的功率因数。
正弦脉宽调制（SPWM）技术在逆变器的控制中得到了广泛应用，正弦脉宽调制方式很多，在此不一一描述。本电路采用的是倍频式的调制方式，下面简单加以介绍。
全桥逆变电路的基本结构如图1所示。在倍频式调制方式中，四个开关管的门极脉冲信号Vg1～Vg4的产生方法如图2所示。四个开关管门极脉冲信号Vg1～Vg4与两桥臂中点A、B间电压VAB的波形也如图2所示。
由图2可以看出，在倍频式调制方式中，A、B间电压频率是开关管工作频率的两倍，这种调制方式的好处在于在不增加开关管工作频率的情况下，可以减小逆变器输出滤波器的尺寸。它的缺点在于四个门极脉冲信号各不相同，提高了控制电路和脉冲发生电路的复杂性。本文提及的逆变电路开关管门极SPWM信号是由数字信号处理器（DSP）产生的，对于数字控制电路而言，倍频式调制方式所带来的电路复杂性可以忽略。该电路采用IGBT作为功率开关管。由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。以上管开通对下管门极产生的干扰为例，实际驱动电路及其等效电路如图3所示。
实际电路中，虚线框部分是IR2110的输出推挽电路，RS、RP分别是T2门极串、并联电阻，Zg是门极限幅稳压管。当上管T1开通时，下管T2门极信号必然为低电平，即M2导通，M2两端可等效为一个电阻RM，这个电阻与RS、RP一起等效为电阻Rg.
Rg=(RM+RS)//RP≈RS(RM < S < P)
Zg两端相当于开路。电容Cge和Cgc都是T2的寄生电容。电感L是功率电路线路的等效寄生电感，Lg是驱动电路的线路电感。
在T1开通前，由于互补门极信号死区的存在，T1、T2均处于关断状态，桥臂中点电压是高压母线电压VBUS的一半。当T1开通时，中点电压立刻上升，很高的dv/dt使L和T2的寄生电容发生振荡，由于Lg和Rg的存在且Cge的阻抗也并不足够低，在T2门极会产生一个电压尖刺。这个电压尖刺幅值随母线电压VBUS和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致T2瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。同样地，当T2开通时，T1的门极也会有电压尖刺产生。
通过减小RS和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。
2 门极关断箝位电路
针对前面的分析，本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。带有门极关断箝位电路的驱动电路如图4所示。
门极关断箝位电路由 MOSFET 管MC1和MC2、MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由 MOSFET 构成的两级反相器。当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通;当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。 在使用这个电路时，要注意使MC2 D、S与功率开关管G、E间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。在电路板的排布上，MC2要尽量靠近功率开关管，而MC1、RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。
用双极型晶体管(如8050)同样可以实现上述电路的功能。双极型晶体管是电流型驱动，其基极必须要串联电阻。为了加速其关断，同时防止其本身受到干扰，基极同样需要并联下拉电阻，这样就使电路更加复杂。同时，要维持双极型晶体管饱和导通，其基极就必须从电源抽取电流，在通常的应用场合这并无太大影响，但在自举驱动并且是SPWM的应用场合，这些抽流会大大加重自举电容的负担，容易使自举电容上的电压过低而影响电路的正常工作。因此选用MOSFET来构成上述门极关断箝位电路。
图5是在没有门极关断箝位电路的情况下，直流母线电压为100V时T2门极信号的波形。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。
图6是在有门极关断箝位电路的情况下，直流母线电压为400V时T2门极信号的波形。此时电压尖刺基本消除。
通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性。