1 引言

为了 以 更 低的功耗获得更高的速度和更佳的性能，要求电源电压越来越低，瞬态性能指标越来越高，因此对开关电源提出了越来越高的要求。用原有的电路拓扑及整流方式已不能满足现在的要求，为了适应IC芯片发展的需要，人们开始研究新的电路拓扑。因为输出电压很低，所以，同步整流自然成为这种低压大电流电源的必然选择，考滤到产品的复杂程度及产品可靠性.同步整流一般选择自驱动同步整流，能与自驱动同步整流电路较好结合的拓扑大致有三种:有源箱位正激变换器;互补控制半桥变换器;两级结构变换器。与两级结构变换器相比，有源箱位变换器和互补控制半桥变换器所用器件少，更具有吸引力。这两种变换器拓扑容易实现软开关，工作频率可以更高;变压器的磁芯可以双向磁化，磁芯的利用率高。针对一次整流电源输出的一48V(36一72V)电压，输人电压在较大(36一72V)的范围内变

化时，互补控制的半桥电路副边所得到的驱动电压变化范围太大，已不能适用来驱动MOSFEP管。因此，有源箱位自驱动同步整流正激变换器是低压大电流开关电源必然选择的电路拓扑。

2 有源箱位同步整流正激变换器的拓扑

有源 箱 位 同步整流正激变换器的电路拓扑如图1所示，DCDC有源箱位ZVS-PWM正激变换器在稳态运行时，一个开关周期内的主要参量波形如图2。一个开关周期内大致可分为四个运行模式，即:1)t,<t<t,，主开关ZVS开通.能量传送到负载2)t,<‘<t2,箱 位开关电压谐振到零;3)t2<t< t 3,籍 位开关ZVS开通，籍位电路运行，4) t,<t<ti，主开关电压谐振过渡到零。以下分析这四种运行模式，其中to为变压器输人电流，它流经漏电感L,;i，为流人变压器原边绕组的电流。1模 式 1 ( to<t< t ,)主开关管ZVS开通，能量传送到负载
在主 开 关 ,S开通前，籍位电容上的电压为从。二D凡/(1-D)(极性为下正上负)。这一阶段，籍位开关几关断，籍位电容电流is=。。S,导通后，5开关管的漏极电位残二。，变压器磁芯正向激磁，激磁电流‘二由第三象限的一1m向第一象限+1m

压器原边绕组电压VP二Vs +能量由输人电源Vm经过变压器传送到负载。

2模 式 2 ( t,<t<动箱位开关电压谐振到零S断 开 ，乌 仍关断。磁场能量对,S输出电容C,充电。，由/,/N降到零，灿二‘二+i,,￡ 二。几;i}《。。凡由0上升到蛛十玲，C.电压达到几十V.,盏上的电压被箱位在这一水平;变压器原边绕组电压V,从Vm变化到Vp一Vn=一V} o V.=D几/(1一D)保持不变a

3模 式 3 (‘:<t<t, )籍位开关ZVS开通，箱位电路运行主开 关 ,S 关断高开通前，由于VD为正，籍位开关,S随之可以ZVS开通，箱位电路运行。箱位电容电压Vo, = DV./(卜D)，由于变压器磁场能量对籍位电容储能的交换过程，使该电压有变化，V. =凡十△V,AV表示充放电过程中籍位电容电压纹波，主开关电压籍定在K,十Vm水平。籍位电容电流一礼.二im=iu;i，二。,i.由第一象限的十I向第三象限- /m过渡，也即磁通复位过程。

4模 式 4 (t)<t<‘)主开关电压谐54振过渡到零。S}, ,s 关断 ，磁场能量使导结电容放电。VD由V;,+Vm下降到零，创造了夙的zvs条件。籍位电路断开，im-Oo句二1，二一/m,i， 二。。变压器原边绕组电压V,则从一Va变化到VmoV，二D几/(1一D)保持不变。
夙 导通 时 间为DT,，变压器原边绕组承受电压为VN; S, 关断时间为(1一D)T, ，变压器原边绕组承受电压为一Va。由伏秒平衡关系可得:DT,V; 二(1一D)V ，即V二DV / (1- D )o
 

有源 箱 位 正 激 变换器变压器磁芯工作在双向对称磁化状态 ，提高了磁芯的利用率，籍位电容的稳态电压随开关占空比而自动 调节，因而占空比可大于。.5;Vo 一定时，主开关管、辅助开关应 力随V;。的变化不大;所以，在占空比和开关应力允许的范围内 ，能够适应输人电压较大变化范围的情况。不足之处是增加了一个管子，使得电路变得复杂。

3 电路参数的设计与计算公式

主电 路 拓 扑如图1所示，它的箱位电容电压为:V,= D气1(1一D),籍位电容的耐压要大于此值，容量只要足够大即可保证电路的正常工作，在制作中，选用的籍位电容容量为47VFp控制芯片选用 UC3823N实现PRIM控制，控制芯片检侧开关电流加上斜波信号(由PWM输出信号14脚生产)送至芯片的电流端(7脚);电压信号经取样电阻分压和误差放大器补偿产生一输出信号(3脚)，此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM,再由脉冲变压器隔离和原边驱动器UCl707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驭动变换器的主管场和给位管凡。合适的参数设计，尤其是电压补偿器及斜波补偿的选择将使系统稳定可靠地工作。经理 论 分 析及实践，在设计有源籍位同步整流正激变换器时，需要计算各种参数，在实践过程中，总结了一套如何设计变换器的公式，以下给出这些公式，以搏于参考。另外还要注意，用公式计算出来的值还要留出适当的裕度，以保证电源的可靠性。

(1) 变 压器 的初级匝数

其中 U为 输人电压;D为占空比;f为开关频率;,IB二为磁感应增量;A。为磁芯的有效面积。
(2) 变 压 器的次级匝数N,

 其中 Vo 为输 出 电压。

(3) 初 级电 感 量 乙，的确定
初级 电 感 量 Lp二 由下式决定

式中 , 1。 为真 空 磁导率;k。是振幅磁导率;N;是初级绕组匝数 ;A。是磁芯的有效截面积;l，是有效磁路长度。

(4) 输 出 电 压

其 中 1; 为各绕组电流有效值(A);J为电流密度，它是根据铜损计算出来的，根据工程实践经验，导线的电流密度在自然风冷时选择2一4(A/nuW)，而在强制风冷时选择3一5(A/mm')，其值是适宜的。计算 所 需 导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽可能采用多股导线并绕。当用n股导线并绕时，每股导线的直经da按下列公式计算:

 铜线 的 趋 肤深度△有以下经验公式:

用上 述 公 式计算△后，与d。相比较，在d大于2△时，应采用多股导线并绕，n的大小以d}不大于2A为好。

4 同步整流技术存在的问题及解决方案

同步 整 流 技术的基础是应用MOSm 替代二极管整流器，但Mosm 如用为开关具用双向导通的特性。这一特性使得含有同步整流技术的变换器，在使用中产生了下述问题。

4.1 应用同步整流的变换器并联运行的问题

同步 整 流 技术一般应用在低压大电流情况下，因而往往将多个具有同步整流技术的变换器并联使用，当并联的两个变换器输出电压不同，且差值达到一定值时输出电压低的变换器的愉出电流将反向，输出电压高的变换器就既给负载提供电流又为翰出电压低的变换器提供电流，从而加大翰出电压高的变换器负荷，结果没有达到并联增大负载电流的目的。另外还有自振荡问题，这将导致MOSFEF的电压应力增加，给变换器输出带来谐波干扰。对这个问题，我们给电源设计了电压调整端，输出电压在一定范围内连续可调，如用户需要并联运行，只需将电压精准地调整一致即可。

4.2 效率问题

在轻 载 条 件下，使用二极管整流器的变换器会进人电流不连续工件模式(DCM)，但对于使用了同步整流技术的变换器，由MOSFET的双向导通性，使得负载电流继续反向流过输出电感，并形成环路电流，造成了多余的损耗，限制了变换器在轻载条件下实现高效率。另外，当输人电压变化时，效率也会发生较大的变化。这些都是变换器工作在不同的模式，造成了能流回馈。这些问题在文献7中有详细的论述及解决方案。

5 实验结果

应用 以 上 分析的电路拓扑及电路参数设计了一台二次电源模块，样机的参数如下:输人电压48V(36 -72V)，输出电压1电流为2.1/40A，开关频率为250k1h，变压器磁芯选用EC28铁氧体，主开关管马及籍位管S2选用田巧们，同步整流管选用IRI.3803S，其通态电阻凡仅为6m0。在输人电压为48V时，满载效率为85%。经小批童生产及电路参数的微调，产品的各方面性能均达到要求，现已开始批量生产。

6 结论

本文 介 绍 了有源箱位自驱动同步整流正激变换器的工作原理，各电路参数及计算公式.采用这种电路拓扑，能很好的实现低压大电流开关变换器。这种方案实现了高效率、高可靠性，又实现了低压大电流的输出，满足了仃行业发展的需要，所以这种方案具有极大的市场应用价值。